引言
当前众多电源应用领域对交流电源的要求越来越高，传统的电网直接供电方式在很多场合已无法满足要求，因此，需要对电网或者其他能源处理后逆变输出。高质量的逆变电源已经成为电源技术的重要研究对象。全桥架构又是逆变器中非常重要的架构。全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。双极性控制是对角的一对开关为同步开关，桥臂上下管之间除死区时间外为互补开关，控制相对简单，但是它的开关损耗高，存在很大的开关谐波，电磁干扰大，而单极性控制可以很好地解决这些问题。全桥逆变器单极性控制仅用一对高频开关，相对于双极性控制具有损耗低、电磁干扰小、无开关频率级谐波等优点，正在取代双极性逆变控制方式。但由于控制环路的延时作用，单极性控制方式的逆变器仍然受一个问题的困扰，即在过零点存在一个明显的振荡。单极性控制方式又包括单边方式和双边方式，双边方式相对于单边方式在抑止过零点振荡方面有一定优势，但仍然无法做到过零点的平滑过渡。为了提高逆变器的输出波形质量，本文分析了，单极性双边控制方式，分析了其振荡产生原因，并介绍一种解决过零点振荡的方案。
1 主电路拓扑
单极性SPWM逆变器如图1所示，由2组桥臂构成，一组桥臂（S3，S4）以高频开关工作频率工作，称为高频臂；另一组桥臂（S1，S2）以输出的正弦波频率进行切换，称为低频臂。
2 单极性双边SPWM控制方式
单极性逆变有两种产生SPWM的方法，分为单极性单边SPWM控制方式和单极性双边SPWM控制方式，文献l对此有比较详尽的介绍，这里只介绍过零点特性较好的双边控制方式，这种方式对于单边控制方式仍然有效。在单极性双边SPSM控制方式中，给定的载波信号按正弦方式变化，三角调制波信号，当输出电压为正时三角波为正，输出电压为负时三角波为负，如图2所示。高频臂上管S3的开关由载波与调制波相比较决定，载波幅值大于调制波则开通，载波幅值小于调制波则关断，除去死区时间，高频臂上管S3与高频臂下管S4的开关完全互补。这样即可得到SPWM规律的高频臂开关信号，实现逆变器的正弦波输出。
3 过零点振荡分析
图3为双边SPWM控制方法在过零点附近的SPWM示意图。图中E1理论上为跟基准（电压波形）同相位的误差信号，由于在电压环和电流环两个环节中存在积分环节，实际的误差信号E2会与基准信号相差一个相位。图3中SPWM1是理论上的高频臂上管（S3）的驱动信号，SPWM2则是实际的高频臂上管（S3）的驱动信号。
1）to～t1区间 由图3可以看到，在to～t1．区间，由于给定的低频臂信号为高电平l，对应主电路低频臂下管（S2）导通，图3中SPWM对应的高频臂上管（S3）的驱动信号，当误差信号（E1或E2）大于三角波，比较器输出高电平，小于则输出低电平，以此获得SPWM1或SPWM2。由图3可以知道在to～t1区间，输出正弦波由正逐渐变为O。由于E2滞后于理想的误差信号E1，，在t1时刻正
半波向负半波转变时E2会大于E1，造成的影响就是过零点附近实际的占空比SPWM2要大于SPWM1。理论上此时的正弦波输出逐步减小到零，到零后再进行低频臂的切换，而事实上并不是降到零就会进行低频臂的切换。
2）t1~t2区间 实际的输出误差信号E2滞后于E1一个相位，在该相位内，误差信号E2为正，始终大于调制波信号，因此高频臂上管（S3）始终开通，下管（S4）始终关断。在该时段内，SPWM偏离了正弦波调制的规律，因此输出也就无法维持正弦波规律。这个时段与控制环的参数有关，一般在数百μs左右，表现为正弦波在过零点有一个振荡。
4 过零点振荡的观察结果
以一个单极性双边SPWM控制的110v／25Hz逆变器为例。电流环的输出如图4所示，在过零点处有一个很明显的振荡。将该振荡展开，如图5所示，CHl为电流环输出，CH2为低频臂信号。可见在低频臂切换后，电流环的输出会有一个过冲，这个过冲会达到运放的饱和值，持续时间100~200μs。这个控制信号过冲在逆变输出中的表现为过零点有一个过冲，从正向到负向的切换表现为向下的过冲，负向到正向的切换表现为一个向上的过冲，大为影响了输出波形的平滑性。逆变输出过零点的观察结果如图6。过冲的峰值达到了22V，相对于110V的峰值电压156V，扰动相对值为14％。由实验观察可以比较出，电压环在低频臂切换点的响应很微弱，不足以造成大的振荡。由于电流环则因为其快速反应的特性，出现了饱和现象，而电流环的输出直接送至PWM，因此会直接反映在逆变器的输出上。
5 解决方案
由上面的分析可知，对于单极性SPWM全桥逆变器，由于它的电流环和电压环都存在积分环节，因此，误差信号相对于给定信号不可避免存在一个延迟，这个延迟在非零点附近不会对系统的输出造成影响。但是，在过零点附近，由于单极性SPWM需要换向，积分环节的延迟就会造成一个振荡。这是由控制系统本身缺陷所致，若要消除该振荡，就需要改进控制系统，以消除积分环节延迟的影响。
图7所示为电流环积分电容上的电压，在低频臂切换后出现了一个过冲。这是因为在切换点电流环的快速切换，需要运放在大约100~200μs里传递一个较大的能量，而积分电容吸收了这部分能量，造成运放的输出端不能快速地跟踪这个转换。因此，如果在切换点使电流环在约1001μs的时段内由积分环节变为比例环节，将会有效地避免这个充放电过程，从而避免丁运放输出点的过冲，也避免了逆变器过零点的振荡。
图8提出了一种解决过零点振荡的调整电路方案。在该过零点调整电路中引入了G1、G2信号（低频臂的上下桥臂的驱动信号），它们在低频臂上下桥臂切换时发出一个约100μs的脉冲，这个脉冲，将电流环上的积分电容短路，实现了切换阶段的比例环节。
6 实验结果
如图9所示，在加入过零点调整电路后，电流环的输出中消除了过零点的过冲。逆变器的输出在过零点消除了振荡现象，相对于未加过零点凋整电路，逆变器过零点非常平滑。
7 结语
单极性双边SPWM控制方式的全桥逆变器，因为控制环路的积分延时效应造成过零点的明显振荡，可以通过修改过零点阶段的电流控制环特性来消除积分效应，使得逆变器输出过零点波形平滑，提高了逆变器的输出质量。实验结果表明该方案切实可行。