1 引言
高精度大电流控制器有着广泛的应用，但在高共模电压情况下输出电流的检测电路比较复杂。ADI公司的AD8205型高端电流传感器可以简化检测电路，采用AD8205和UC3842电流型PWM控制电路实现PWM可调电流源，电路结构简单可靠，输出电流精度高。
2 电流检测的实现
在以往的电流监控系统设计中，电流的检测可采用电流互感器、霍尔电流传感器等隔离型电流传感器来实现，这种方法简单可靠，但成本高，且传感器后一般还需要进行信号调理，电路设计较为复杂。另一种方法是用采样电阻器与负载串联，将负载电流经过采样电阻器转换成电压后进行放大等处理。由于高共模电压的存在，负载电流在采样电阻器上产生的小差分电压的高精度测量比较困难，且检测电路的设计很复杂。因此，如何在高共模电压情况下进行小差分电压检测是实现高精度电流源控制的前提。本设计采用AD8205型高端电流传感器实现对电流的采样和调理。
2.1 AD8205简介
AD8205是ADI公司推出的单电源高性能差分放大器，其共模电压输入范围为-2V-65V,可以承受-5V-+70V的输入共模电压，适用于在高共模电压情况下检测小差分电压的工业设备，例如采样电阻器的端电压。在许多工业电流检测例如液压系统和电机控制系统中可使用这种扩展共模电压范围的器件。AD8205的工作温度范围为-40℃-+125℃，在整个额定温度范围内具有优良的直流性能，其失调电压温漂小于20μV/℃，增益温漂小于3×10-5℃（环境温度可达125℃），测量环路误差小，精度高。其固定增益为50,在直流到100kHz的频带范围内具有高达80dB的共模抑制比。AD8025采用8引脚SOIC封装。
2.2 电流检测方式
2.2.1高端电流传感器和低端开关方式
如图1所示，在这种低端开关方式下，PWM控制开关的源极接参考地，感性负载一端连接电源。采样电阻器放置在负载和PWM控制开关之间。当PWM开关闭合时，采样电阻器上的共模电压下降到接近负向峰值；当PWM开关打开时，电压反转后通过感性负载，采样电阻器上产生的共模电压为开关电源电压加续流二极管的正向压降。采用这种方式的优点是：由于采样电阻置于电源高侧，因而PWM开关关闭时采样电阻仍然在电流回路中，使得负载上的全部电流仍然可以监测，另外，这种方式更容易识别对地短路故障，可以实现电路的短路保护。
2.2.2 高侧电流传感器和高侧开关方式
如图2所示，这种高端开关方式中的PWM开关和采样电阻器都位于电压高端，当PWM开关打开时，负载电源将移除，这样将防止发生电源对地短路故障，同时仍然可以提供和监测续流电流，以实现电流控制诊断。在工作过程中，大部分时间内电源都和负载隔离，可将负载对地之间的差分电压引起的不良影响减到最小。当PWM开关闭合时，电源电压连接到负载，这时共模电压将上升至电源电压，因此PWM开关关闭时，电压将反转并经过感性负载，由于续流二极管的作用，使得采样电阻器上的共模电压保持为低于地的二极管导通压降。这种结构可以将产生不期望出现的感应电动势和过电压的可能性降到最低。
3 电流控制的实现
输出电流的控制可以采用线性功率放大器或开关（PWM）功率放大器来实现，应用线性功率放大器实现的电流控制可以采用高压功率放大器IC,但是成本高，而且功率放大器的功耗大，效率低。采用PWM功率放大器实现电流控制有两种选择，一种方法是采用PWM功率放大器集成模块（如美国Apex Microtechnology公司的SA系列的大功率PWM脉宽调制放大器），其电路设计简单、可靠、精度高、易调试，但成本高。另一种方法是应用PWM器件和MOS开关器件自行设计PWM功率放大器，其设计成本低，电路较为简单，调试方便，但精度略低且电磁干扰较严重，不过经过精心设计和调试，对电路板进行合理的布局和布线，可以大大提高精度并降低电磁干扰。本设计采用UC3842型高性能电流模式PWM控制电路来实现输出电流的控制。
3.1 UC3842简介
UC3842高性能固定频率电流模式PWM控制器，设计人员采用很少的外部元件就能实现高性价比的解决方案。UC3842内部包括能进行精确占空比控制的可微调振荡器、温度补偿电路、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。其保护特性包括带滞后的输入和参考电压欠压锁定、逐周期电流限制、自动前馈补偿、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存等。UC3842在电流模式下的工作频率可达500kHz,有16V通和10V断的低压锁定门限，非常适用于离线转换器。
3.2 PWM电流控制器的实现
3.2.1 电路结构
采用AD8205型高侧电流传感器和低侧PWM开关方式检测电流，用UC3842型电流模式PWM控制器控制输出电流的电路结构原理如图3所示。
3.2.2 工作原理
由图3可知，负载连接在输出端口OUT+和OUT-之间，负载电流由电源VCC经过电感器L1、采样电阻器R15和开关管Q301（IRF640）提供，二极管D3起续流和箝位作用，采样电阻器R15上的电流完全等于负载上的电流，此电流由AD8205拾取并放大（G=50）。给定电流Ig放大后和由AD8205检测调理后的电压一起送给U3B（LF412）进行比较，U3B构成具有小PID环节的比较器。经过比较后的输出电压再由DW1限幅、C3滤波和R8、R9分压，送到UC3842的电压反馈误差放大器输入端（2脚），控制UC3842的输出PWM信号（6脚），从而决定开关管Q301的通断时间，最终实现对输出电流的控制。
UC3842的8脚、4脚和电阻器R13、电容器C7构成振荡电路，振荡器的频率由R13和C7的值决定，电容器C7由5.0V的参考电压通过电阻器R13充电至约2.8V,再由内部电流速放电至1.2V.在C7放电期间，振荡器产生内部消隐脉冲保持"或非"门的中间输入为高电平，则输出为低电平。尽管R13和C7的多种组合可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到给定频率下的特定输出静区时间。
电阻器R8、R9、R10和电容C4构成误差放大器补偿电路，用于稳定任何电流模式拓扑，当调节器在工作且负载断开，或在软启动过程开始、引脚1的电压处于最低状态时，保证在输出端不出现驱动脉冲。
最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流（0.5mA）和到达比较器1.0V 箝位电平所需的输出电压（VOH），输出开关导通由振荡器开始，当峰值电感电流到达误差放大器输出建立的门限电平时终止。这样，在逐周期基础上误差信号控制电感电流峰值。
输出串联电阻器R14可衰减由MOSFET输入电容和栅-源电路中的任何串联引线所产生的高频寄生振荡。电阻器R5、二极管D1、D2及电容器C4构成软启动电路。
图中的U3为LF412型双运算放大器，其中U3A构成同相比例放大器，对给定电流进行调理；U3B、C1、C2和R6构成具有PID特性的比较器，对给定电流和反馈电流进行比较并在上升沿和下降沿进行PID调节，以实现更好的动态特性。电容器C9、C10为电源退耦电路，以加强电路的抗干扰能力。
4 结语
本文所设计的电路结果简单可靠，成本低，经过调试和测试，完全达到精度要求，并已成功应用到流量、压力电磁阀的控制中，效果非常理想。但是，在实际应用时，需要根据控制电流的大小适当选择采样电阻器R15的阻值（AD8205的电压增益固定为50）和设置适当的给定电流放大倍数。
参考文献:
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[4].IRF640datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/IRF640_1059829.html.
[5].U3Bdatasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/U3B_2041188.html.
[6].LF412datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/LF412_449008.html.
[7].R10datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/R10_1193166.html.
[8].C10datasheethttp://www.dzsc.com/datasheet/C10_1842564.html.