3-3-1. 数字信号对脉冲波形的影响
(1) 反射导致谐振
当数字信号与10cm或更长的导线相连时，可能导致如图3-3-1所示的振铃现象。如上一章节所述，由于线路中存在电感和静电容量，这可以解释为谐振。但是，根据传输理论，由于导线两端信号波发生如图3-3-2所示的反射，也可以认为导线本身作为一种谐振器，让特定频率成分变得非常明显。这样一来，传输理论就从电波传导和反射的角度解释了这种现象。
运用传输理论可以预测，在振铃的振荡频率处以及更高频率范围内会出现频谱（图中460MHz和860MHz）增加的现象（如图3-3-1(c)所示）。
(2) 反射会干扰信号波形的传输
如果发生反射或谐振，脉冲波形无法正确传输。为正确传输信号波形，需要抑制导线两端的反射。利用传输理论，可以提出一种抑制反射的设计，并预测反射导致的波形变化。
图3-3-1 数字信号中振铃的示例
图3-3-2 数字信号中产生振铃的机制
3-3-2. 特性阻抗和反射
(1) 阻抗匹配
为抑制导线两端的反射，需要执行“阻抗匹配”。“匹配”一词指的是匹配导线的“特性阻抗”与连接至导线端的电路的“阻抗”。
(2) 特性阻抗
如图3-3-3中信号线路所示传导电波的导体被称为信号线路。通过传输线路传输电时，电力和电流之间的比率恒定。这一比率就称为特性阻抗。特性阻抗由每单位导线长度的电感和静电容量决定（如图3-3-3所示），是无损传输线路的纯电阻。大家提到同轴电缆时说50Ω或75Ω，就是指的特性阻抗。如果本课程中没有另作规定，我们则认为传输线路处于理想状态而且没有任何电阻损耗，以便简化理论和表述。这也适用于后面的章节。（如果存在损耗，特性阻抗就不是纯电阻，会使整个概念更加复杂。）
图3-3-3 信号线的分布式恒定线路模型
(3) 负载、终端、终端匹配
如图3-3-4(b)所示，当连接至导线端（以下称为终端）的电路阻抗（以下称为负载）与特性阻抗相等时，全部电能将被传输到负载，而不会发生任何反射。信号波形也被正确传输。在这种情况下，可以说此导线的终端是终端匹配的。
(4) 匹配能传输全部能量
如果导线端连接至另一个电路而不是负载，则电路的输入阻抗会被视为负载阻抗，以考虑阻抗匹配。当电路的输入阻抗与传输线的特性阻抗相同时，可以传输全部能量。在这种情况下，可以说这两个电路相互匹配。
在噪声抑制中，能量传输并不总是好事。在噪声传输路径与噪声源或天线相互连接之处，形成较差的阻抗匹配更有利，这样才不会传输噪声能量。
(5) 反射波
如果负载阻抗不同于特性阻抗，信号能量会被部分反射，并通过传输线路逆流，如图3-3-4(c)所示。这种波被称为“反射波”，反射的大小以“反射系数”表示。如果发生反射，则会在终端处观察到加入了输入波和反射波的波形。
(6) 数字信号中包含的反射波
图3-3-5提供了数字信号与传输线路和负载相连时所产生波形的一个示例。如图3-3-5(a)所示，一根28cm长的导线（特性阻抗为50Ω）传输33MHz时钟脉冲发生器信号。
图3-3-5(b)给出了所连接负载具有与导线特性阻抗相同阻抗时的情形。脉冲波形被正确传输。（因为时钟脉冲发生器的输出电阻大，上升时间约为2ns。）
(7) 通过增加行波和反射波形成数字信号
图3-3-5(c)给出了连接数字IC时的情形。信号振幅增加，同时可以观察到一些过冲和下冲。观察到的波形是由终端处产生的反射波和原信号右向行波相重叠产生的。这就意味着终端处产生了具有与原信号相同迹象的反射波（图3-3-4(c)），因此信号振幅看起来比原信号更大（图3-3-5(b)）。
与此相反，还存在另一种情形: 反射波的迹象与原信号相对，使信号振幅比原信号小。
表示反射波的这种迹象（更准确的说是相位）和大小的系数是反射系数。
图3-3-4 信号反射和匹配
图3-3-5 发生反射时数字信号波形的示例
(8) 反射系数是矢量
反射系数Γ是一个矢量，其大小为ρ，相位角度为Φ，可在复杂平面上标绘在半径为1的圆内（如图3-3-4(c)）。因此，ρ的取值范围为0到1。
ρ=1表示全反射，而ρ=0表示无反射。通常而言，该值随频率而变化。
随着特性阻抗和负载阻抗之差变大，反射会越来越强，因此，ρ值增加（更接近圆的边缘）。如果是完全反射，ρ等于1，标注在圆周上。
(9) 反射系数位于圆心意味着“匹配中”
在未发生反射时（匹配中时），反射系数被标绘在圆心处。按照前述方法通过圆内的位置来表示反射系数，会有助于从直观上理解反射的状态。史密斯圆图就采用了这种方法。
另一方面，也可以根据特征阻抗和反射系数计算负载阻抗。
反射系数的概念也会用于后面讲述的S参数。S参数是非常重要的概念，因为它们广泛用于高频波（并不局限于噪声）的电子测量。
3-3-3. 数字电路阻抗匹配
(1) 数字信号特性阻抗
数字信号所使用信号线的特征阻抗有多大？如图3-3-6所示，在以电源层和接地层为内层的4层电路板的表面有一根信号线，此信号线可以作为微带线（以下称为MSL）来处理，其中信号线的特性阻抗约为50Ω到150Ω。（如果有电源线，特性阻抗值可能更小。）
(2) 很多数字电路都未实现阻抗匹配
与此相反，数字IC的输入阻抗通常一个几pF的电容，在频率为100MHz及以下时，会变成100Ω以上的高阻抗。因此，如图3-3-7所示，数字电路的设计基本上会产生非常高的反射，从而导致在接收器处反射大部分信号能。
此外，数字IC驱动器侧的输出阻抗也会变化。因此，阻抗匹配并非总是在驱动器侧完成，而且也可能导致反射。所以，数字信号一般会在信号线两端造成反射（如图3-3-2所示），而且会在造成多重反射一定程度时被传输。
图3-3-6 信号线的特性阻抗
图3-3-7 数字信号线的阻抗匹配状态
(3) 驻波指示匹配状态
尽管为了便于解释在图3-3-4中分别描述了输入波和反射波，但在正常测量中很难单独观察这两种波形（因为示波镜只会显示复合波形）。因此，可以按照后面的讲述，通过观察驻波来确定反射状态。
如果因驱动器侧和接收器侧的反射而产生多重反射，传输线会形成一种谐振器，使某个特定的频率变得特别明显。从正确传输数字信号波形（即“信号完整性”）的角度而言，传输线产生的谐振并不可取，因为它会导致振铃。此外，从EMC的角度来看，这也是不可取的，因为它会在谐振频率处增加噪声。为抑制传输线产生的谐振，导线的两端或者一端应该靠近匹配状态，以便吸收反射。
3-3-4. 驻波
(1) 电压和电流随测量点变化
在一定频率处测量信号线上的噪声时，如果终端处产生反射，就会观察到如图3-3-8所示的驻波。在这种现象中，您会发现由于“入射波”（原信号）和反射波之间发生干扰，不同位置的信号长度会有所不同。这种驻波是传输线路复杂状况的根本原因，这将在后面进行描述。
如图3-3-9所示，驻波较强处称为“波腹”，而较弱处称为“波节”。波腹和波节的位置随频率而有所不同。就其本质而言，电压的波腹位置会成为电流的波节，而电压的波节位置会成为电流的波腹。
图3-3-8 驻波
图3-3-9 电压驻波和电流驻波
(2) 观察数字信号中包含的驻波
图3-3-10到3-3-12提供了观察如图3-3-5所示数字信号波形的驻波的示例。在此，28cm长的信号线连接至33MHz时钟脉冲信号，以便观察信号线周围的磁场和电场。磁场和电场分别对应电流和电压。观察的频率为490MHz（33MHz时钟脉冲频率的第15次谐波），测量间隔为5mm。
在各图中，(a)的信号线右端有一个50Ω电阻器，以便近似得到阻抗匹配的状态，而(b)中有数字IC输入终端。
(3) 电流驻波
图3-3-11给出了磁场的测量结果。尽管(a)（有阻抗匹配的终端）显示传输线上具有恒定的磁场，(b)却指出了不同位置处的强磁场（红色）和弱磁场（蓝色）。这就意味着红色部分具有较大的电流。这被称为驻波，其中较高反射系数ρ会导致最大值和最小值之差更大。
(4) 电压驻波
图3-3-12给出了电场的测量结果。与电流的情形一样，(b)中使用数字IC作为负载，指示了不同位置处的变化。对比图3-3-11和图3-3-12会发现，就产生较强噪声的位置而言，电压和电流的情况正好相反（如图3-3-9所示）。
如果产生了驻波，噪声电平可能会随不同位置而变化。因此，不能只通过某个位置测得的单个结果确定噪声强度。
图3-3-10 驻波的测量范围
图3-3-11 磁场（电流）的测量结果
图3-3-12 电场（电压）的测量结果
(5) VSWR
图3-3-12所示电压驻波的波腹（最高点）和波节（最低点）之比率称为VSWR（电压驻波比率），它是表示反射程度的指数。对于电压和电流而言，VSWR趋于一致。如果没有驻波，VSWR为1。反射越强，VSWR的值越大。根据图中的测量结果，(b)中观察到了驻波，指示VSWR约为4。
(6) 驻波周期为二分之一波长
驻波一个周期（波节到波节）的长度为频率的二分之一波长。因为后面将要讲述的阻抗变化和传输线谐振是以此驻波为基础的，它们可能在使传输线长度为二分之一波长整数倍的每个频率处反复出现。
图3-3-11和图3-3-12(b)的示例表明驻波的一个周期约为200mm，这说明传输线上的一个波长为400mm。在真空条件下测量的490MHz处的波长约为600mm，这表明在该传输线上波长缩短至三分之二。这个缩短比率会随着基板的相对介电常数而变化，介电常数越大，波长就会越短（这意味着电波在基板上减缓）。
3-3-5. 阻抗因传输线路而变化
(1) 什么让阻抗出现变化？
从传输线的角度而言，信号线的另一个重要特性在于通过信号线的负载阻抗与阻抗本身完全不同。
例如，在连接至图3-3-1所示20cm长信号线的数字IC的输出终端，阻抗是多少？为找出答案，连接一个电阻器（10Ω: 紫色，1000Ω: 蓝色）、一个电容器（5pF: 绿色）和一个电感器（50nH: 红色）作为负载（如图3-3-13所示），并测量阻抗。如果数字IC如图3-3-1所示连接到终端端口，阻抗可能接近于电容器（5pF）的阻抗。
图3-3-14指出了计算模型。(a)表示不考虑信号线的情形，而(b)显示通过传输线路测量的情形。此外，(c)给出了按照第3章的章节3-2所述以线路模拟单级LC电路的情形，仅供您参考。
计算结果如图3-3-15所示。情形(a)（未考虑信号线）指出不考虑电阻器情况下的恒定值。电感器和电容器分别显示出与频率成正比/反比的阻抗。
(2) 阻抗因传输线路而振荡
相反，情形(b)（考虑传输线路）在10MHz频率以上比(a)中的差异大，在100MHz频率以上表现出复杂的波动情况。仔细观察就会发现，阻抗似乎以信号线的特性阻抗（该示例中为123Ω）为中心，在其附近振荡。
如上所述，纵观整条传输线路，阻抗在高频范围内似乎存在显著差异。尽管图3-3-15仅显示了阻抗的振幅，但其相位也发生了变化。因此，根据不同频率，电感器可能类似于电容器，而电容器可能类似于电感器。（在某些情况下，利用这样的特性，传输线路可以用作阻抗变换器或者用于阻抗匹配。）
图3-3-13 从数字电路输出终端观察到的阻抗
图3-3-14 计算模型
图3-3-15 阻抗对比
(3) 入射波和反射波之间的相位差导致阻抗变化
在图3-3-15(b)的计算结果中，连接5pF电容器的情形（绿线）表现出的特征相对接近使用数字电路作为负载的情形。计算结果表明100MHz到200MHz之间存在局部最大阻抗。在200MHz以上频率范围内，阻抗交替出现局部最高点和局部最低点，呈现出周期变化。阻抗的局部最低点和下一个局部最低点之间的频率间隔等于使导线长度为二分之一波长的频率。如上所述，传输线的态势与导线长度和波长之间的关系有着密切的关联。
(4) 注意导致局部最小阻抗的频率处的噪声
因为导致局部最小阻抗的频率容许很大的电流，所以需要特别注意EMC措施。脉冲波形可能导致振铃或者可能发射很强的噪声。
3-3-6. 多重反射导致的谐振
(1) 传输线路变成谐振器
如果像在数字信号中所描述那样，导线两端都发生反射，则会存在一个特定频率，使波形完全符合下一个周期的信号（如图3-3-16所示），同时反射波在导线来回一圈。在此频率处，传输线路可能作为一种谐振器，并导致非常大的电压或电流。此时需要注意，因为它可能使数字信号遭受振铃或者在特定频率处导致很强的噪声。
(2) 通过驻波观察谐振
图3-3-17采用了图3-3-14(b)中假定的20cm长信号线的情形，并叠加了以下几种情况下各频率处驻波的计算结果: (a)两端均终端匹配（无反射波），(b)只有终端发生反射，(c)两端均发生反射（多重反射）。在情形(a)下信号输出已经调整至1V(120dBµV)。
当没有发生任何反射时，所有频率范围内和所有位置上的电压都恒定（120dBµV）。信号在终端匹配的情况下正确进行传输。
(3) 只有一端发生反射时，会产生驻波
情形(b)将负载阻抗设定为1MΩ（几乎是开放和完全反射）。在这种情况下，可以观察到驻波，且电压随频率和位置而变化。这种状态可以认为是接近图3-3-11和图3-3-12中测量的状态。如果只有一端发生反射，无论反射有多强烈，最大值都不会超过原信号的两倍（增加6dB）
(4) 两端均发生反射时，谐振频率处出现大振荡
情形(c)在(b)中终端条件的基础上，使信号源的输出阻抗降低至10Ω，从而造成反射。在这种情况下，在某些频率处（大约为200MHz和650MHz）观察到了非常强烈的驻波。这些频率会造成多重反射，而且在某些情况下，电压或电流可能达到原信号的数倍，从而成为EMC措施方面的问题。
(5) 谐振传输线路也作为天线
当信号线如上所述作为谐振器时，需要特别注意，因为信号线本身可能成为一种微带天线并发射很强的噪声。谐振频率可能在使导线长度为二分之一波长的频率间隔处反复出现（在图3-3-17的示例中约为400MHz）。小心不要让数字信号的谐波接近这些频率。
为避免多重反射造成的谐振，需要在两端或一端进行阻抗匹配（如图3-3-17(a)或(b)所示），以吸收反射。如何终止数字信号线将在下一章节中讲述。
除了这样的信号电路之外，如果要处理噪声的传导路径（如电源线），通常也可以衰减信号。在这种情况下，除了终止之外，还可以通过加剧传输线的衰减来避免谐振。如果要加剧衰减，通常是增加一个电阻元件。
图3-3-16 多重反射导致的谐振
图3-3-17 谐振导致的驻波变化
3-3-7. 数字信号的终止
(1) 较长导线也需要针对数字信号进行终端匹配
前已述及，当传输线路的特性阻抗等于负载阻抗时，所有能量将会传输到负载而不会发生反射。这种状况被称为“匹配”。例如，图3-3-11(a)和图3-3-12(a)在信号线的末端连接了一个50Ω的电阻器，以便能够与特性阻抗(50Ω)匹配。在这种情况下，电场（电压）和磁场（电流）是一致的，不会观察到任何驻波。
图3-3-18 阻抗匹配
如果是数字信号，当C-MOS IC相互连接时，信号线两端通常都会造成反射。但是，如果导线较短，谐振频率就会非常高，不会导致任何实质性的问题。如果导线变长，谐振频率会降低，变得具有影响力，因而可能需要匹配。如图3-3-19所示，可在驱动器侧或接收器侧进行阻抗匹配。
(2) 驱动器侧终端匹配
在驱动器侧图3-3-19(a)进行匹配时，将一个电阻器或铁氧体磁珠串联连接到信号线。这类似于电路的阻尼电阻器。唯一的区别在于如何选择电阻值。选择的电阻值要能补足驱动器侧输出电阻和特性阻抗之差。这时，接收器侧仍会造成反射，导致信号线上存在驻波，使导线中部的波形失真。因此，这适用于导线中部未连接任何电路的一对一信号传输。
(3) 接收器侧终端匹配
在接收器侧图3-3-19(b)进行匹配时，如图所示将电阻值等于特性电阻的电阻器连接到地线或电源。在这种情况下，不会导致任何驻波，因此，即使是从导线中部提取信号，也能获得规整的脉冲波形。但是，由于电流流入负载电阻器，这种匹配也存在一些劣势，如降低信号振幅，导致功率损耗。为了在静止的状态下减少功率损耗，可以加入电容器与电阻器串联。
图3-3-19 数字电路的阻抗匹配
3-3-8. 对EMC措施的影响
尽管就产生驻波和谐振对传输数字信号而言是不利的现象，但它们是研究噪声传导和制定应对措施时需要考虑的重要特性。当物体噪声频率升高时，需要基于噪声传导路径会像传输线一样（产生驻波）的假设采取相应措施和EMC措施。关于主要影响的示例将在下面讲述。
(1) 电压和电流随测量点变化
当针对EMC措施使用探针寻找噪声源时，即使在同一根导线上，但一个部分的噪声比较大，而其他部分的噪音比较小。此外，就电压和电流（磁场）而言，产生较大噪声的位置不相同。因此，如果噪声抑制前后的测量点不同，就无法正确评估产生的影响。
图3-3-20显示了频谱的变化，以此作为使用如图3-3-10所示测量系统移动测量点时导致变化的一个示例。当探针移动几厘米时，可以发现频谱的形状和电平出现变化。如果要找出噪声大的位置，就需要牢记这种变化，并在诸多点上进行测量，以确定噪声强度。
图3-3-20 各点频谱变化的示例
(2) 阻抗和EMC措施相关元件的作用随位置而变化
当产生驻波时，电压波腹（电流波节）处的阻抗高，而电压波节（电流波腹）处的阻抗低。阻抗的高低影响着该位置所连接EMC措施相关元件的效果。（但是，驻波的形状随频率而变化。因此，当连接一个EMC措施相关元件时，不能一概断定其对所有频率位置而言是有利或不利。）
例如，图3-3-21给出了图3-3-11中电流驻波随频率发生的变化。电流大的地方阻抗小（偏红），电流小的地方阻抗大（偏蓝）。可以发现这些位置根据频率发生变化。
一般而言，旁路电容器在阻抗降至最小值（电流波腹）的位置处具有较小的影响。图3-3-9用箭头了指出了这样的位置。如果在此位置处放置一个元件，其对频率的影响会减弱，因而需要另外使用铁氧体磁珠等。（可以移动此位置。但可能会在另一个频率处出现问题。）
相反，铁氧体磁珠在阻抗局部最高点可能影响更弱。
就降噪效果而言，结合了电容器和铁氧体磁珠的LC滤波器可能相对不那么容易受到阻抗波动的影响。
图3-3-21 不同频率处驻波变化的示例
(3) 谐振频率随导线长度而变化
由于使传输线发生谐振的频率会产生很大的电压和电流，因此可能会导致很强的噪声发射。此频率随导线长度而变化。因此，如果像图中所示那样因重新布置IC而改变导线长度，则可能在意想不到的频率处使噪声增大。这类问题难以预测，因为电路图通常不会指明导线长度。
除了信号线之外，电源模式、电缆和屏蔽表面也可能形成传输线并导致谐振。这类谐振器就像完好的天线一样，会发射噪声。
图3-3-22 导线长度变化导致谐振改变
(4) 电缆或屏蔽板会产生驻波，成为状态完好的天线
就电缆连接至电子设备或者设备中使用金属板作为天线的机制而言，这样的导体可以被视为像传输线一样产生谐振。（但是，天线的特性阻抗一般不是恒定的。）
例如，如图3-3-21所示，当电子设备连接至有开放端的电缆时，电缆可以被视为有开口端的传输线路。在这种情况下，电缆产生的驻波在端部的电流为零（如图所示）。因此，基部的阻抗降低，电流在端部不连接任何元件的情况下流动。在电缆长度等于四分之一波长奇数倍的频率处，会产生谐振，因而也可能发射噪声。
这时，基部的阻抗较小，因此，噪声可能会由增加阻抗的元件（如铁氧体磁心）所控制。
图3-3-23 带开放端的电缆上产生电流
如图3-3-22所示，如果一端有金属板连接到地线（当一端连接了屏蔽板时），会产生接地部件处电压为零的驻波。使金属板长度等于四分之一波长奇数倍的频率会导致谐振，且很可能造成噪声发射和感应。如果两端都连接到地线，会产生在两端电压均为零的驻波，因此，使金属板长度等于二分之一波长整数倍的频率会导致谐振。为消除这样的问题，连接到地线的各点之间的间隔应缩短到噪声波长的大约十分之一或以下。
如上所述，在（较高）频率范围内，其中电子设备所使用导体的大小超过四分之一波长（例如10cm时使用750MHz），导体可能作为天线。如果物体噪声的频率很高，则需要注意物体尺寸与波长之间的关系。
图3-3-24 金属板连接到地线，金属板端作为天线
3-3-9. 如何防止噪声传导
(1) 阻抗失配可防止噪声传导
实现阻抗匹配并不总是能带来理想的结果。如果要防止噪声传导（而不是传输信号），就需要避免匹配阻抗。
如章节2-1所示，除了充分了解电子设备噪声发射机制以外，可以认为从噪声源到天线之间建立了噪声传输路径（如图3-3-25所示）。在这种情况下，如果阻抗已经完全匹配，噪声可能被传导至天线并造成很强的发射。
(2) 去耦电容器导致阻抗失配
为防止噪声传导，传输线两侧的反射都应当增强，使噪声无法传导。在此期间，使用去耦电容器或电感器等元件显著改变阻抗，从而增加反射。
也可以加剧传输路径的衰减。如果要增强衰减，就需要吸收能量。这就是需要使用EMC措施相关元件发挥噪声吸收作用的原因。可使用具有电阻阻抗的铁氧体磁珠。
尽管图3-3-25仅涉及了针对所有元件的噪声传输路径，但实际上它是很多传输路径的结合。例如，如果从接口电缆发射数字IC电源噪声，则可以认为具体情况会如图3-3-26所示（作为示例）。可以通过对传输路径按类型分解来应用图3-3-25所示的噪声反射和衰减。
图3-3-25 噪声反射和衰减
图3-3-26 已分解噪声传输路径的示例
3-3-10. S参数
(1) EMC措施相关元件的性能可通过S参数来表示
尽管噪声传输路径中所使用EMC措施相关元件的效果一般可通过插损来表示，但还会使用S参数进行更准确的表示。S参数方法是表示使用上述电波反射概念的电路特征的方式。因为S参数能够表示元件在高频范围内的性能，所以常用于高频电路。
(2) 插损特性可被S参数取代
在通过S参数表示EMC措施相关元件时，表示降噪性能的插损可由S参数传输系数所取代。其前提是电路为线性运行，且要使用在50Ω系统上测得的S参数。
(3) 传输系数和反射系数
如图3-3-27所示从左侧和右侧输入电波可得到传输系数和反射系数，这两个系数可用来表示具有一个输入终端和一个输出端子（也称为“端口”）的元件的S参数。图3-3-25中所解释的元件内部衰减是传输部分和反射部分消减的输入能量值。
(4) 通过数据表来表示
由于S参数一般随着频率变化而改变，因此针对每个频率以表格的形式提供了相应的S参数值。图3-3-28作为关于S参数的一个例子，提供了针对三终端EMC措施相关元件NFE61PT102的S参数。这个EMC措施相关元件内部具有较大的衰减。
左图为S参数表。如表中所示，每个端口的反射系数和传输系数都通过大小和相位来表示。（在某些情况下，它们会通过实数和虚数来表示，或者大小可能以dB为单位。）
(5) 频率特征图
右图将传输系数S21和反射系数S11表示为频率特征。在低频范围内传输系数S21很大，在10MHz以上却非常小。这一特征表示从左侧进入和传输到右侧的噪声比，其值越小表明降噪能力越好。如要将其转换为插损，数值大小需要转换为以dB为单位（不带负号）。
在1MHz到1GHz频率范围内，反射系数S11约为0.2到0.6。此特征表示当噪声从左侧进入时回到噪声源的反射比。据此可以发现，此元件具有较小的反射，且不那么可能由于多重反射导致问题。
图3-3-27 S参数（针对两端口元件）
图3-3-28 S参数的示例（NFE61PT102）
(6) 用S参数表示特征的好处
在使用S参数表示EMC措施相关元件时，不仅可以表示出主要的降噪效果（传输系数），而且可以表示出反射到噪声源侧的效果，从而可以考察多重反射导致的次要影响。从这个角度来看，S参数比插损的表示更准确。
当测量系统的阻抗改变时，S参数也会随之变化。通常是在50Ω系统中测量的。为准确估计降噪效果，需要根据连接实际元件位置处的阻抗通过转换进行阐释。电路模拟装置通常都具备这样的功能。
除了图3-3-28(b)中的图之外，S参数也可如图3-3-4(c)所示在史密斯图上进行绘制。
“3-3. 噪声传导和反射” 的重点内容
. 根据传输理论，电以波的形式进行传导和反射
. 线路特性阻抗和负载阻抗之间的任何偏差都会导致反射
. 反射导致线路上产生驻波，进而使阻抗发生变化或者产生谐振
. 在使导线长度为二分之一波长的频率间隔处，会反复产生谐振
. 可采用两种方法来停止噪声传导: 增强反射和内部衰减
. 元件特征可通过S参数表示