图1：采用AD8376和AD9445的宽带ADC接口示例
电路描述
该电路采用AD8376 VGA，能够为AD9445等高速ADC提供可变增益、隔离和源阻抗匹配。利用该电路，当AD8376的增益为20 dB（最大增益）时，在100 MHz时的SFDR性能可达到86 dBc，如图2所示。
图2：图1所示电路在100 MHz输入信号、105 MSPS采样速率时测得的单音性能
AD8376 VGA应通过宽带1:1传输线巴伦（或阻抗变压器）以差分方式驱动（来获得最佳性能），紧跟巴伦的是接两个37.4 Ω电阻，与AD8376的150 Ω输入阻抗并联。这样就可实现与图1所示50 Ω源阻抗的宽带匹配。AD8376的开路集电极输出通过两个1 μH电感偏置，并交流耦合至两个82 Ω负载电阻。这些82 Ω负载电阻与串联端接的ADC阻抗并联，产生150 Ω的差分负载阻抗，这是AD8376达到规定增益精度的推荐值。负载电阻通过AD9445交流耦合，以消除共模直流负载。借助33 Ω串联电阻，可以改善AD8376与模数采样保持输入电路中存在的任何开关电流之间的隔离性能。
AD8376的输出IP3（三阶交调截点）和本底噪声在24 dB可用增益范围内基本保持稳定，这对于希望接收器增益改变时，瞬时动态范围保持不变的可变增益接收器而言是一个重要的优点。输出噪声密度的典型值约为20 nV/√Hz，与14位至16位灵敏度极限相当。AD8376的双音IP3性能典型值约为+50 dBm。因此，驱动14位、105 MSPS/125 MSPS模数转换器AD9445时，在输入频率最高达140 MHz条件下，SFDR性能优于86 dBc。使用AD8376时，有多种配置方式可供设计人员选择。开路集电极输出能够驱动多种不同负载。图1显示了一个简化的宽带接口，其中AD8376驱动AD9445。AD9445为14位、125 MSPS模数转换器，具有缓冲宽带输入，由此产生2 kΩ||3 pF差分负载阻抗，要求具有2 V峰峰值差分输入摆幅才能达到满量程。在图1中，加入串联电感L（串联）可扩展系统的带宽，并具有响应平坦度。当L（串联）为100 nH电感时，便可获得图3所示的宽带系统响应。在预失真接收器设计和仪器仪表等宽带应用中，宽带频率响应也是一个优势。但是，若针对较宽的模拟输入频率范围进行设计，由于高频噪声会混叠至目标奈奎斯特频率区域，因此级联SNR（信噪比）性能会有所下降。
图3：图1所示宽带电路的频率响应测量结果
常见变化
图4提供了另一种窄带方法。通过在AD8376与目标ADC之间设计一个窄带通抗混叠滤波器，目标奈奎斯特频率区域外的AD8376输出噪声得以衰减，有助于保持ADC的可用SNR性能。
图4：无缓冲开关电容ADC输入的窄带IF采样解决方案
一般而言，若用一个恰当阶数的抗混叠滤波器时，SNR性能会提高数个dB。本例采用一个低损耗1:3（阻抗比）输入变压器，使AD8376的150 Ω平衡输入与50 Ω不平衡源阻抗相匹配，从而将输入的插入损耗降至最低。
图4所示窄带电路针对驱动ADI公司一些颇受欢迎的无缓冲输入ADC进行了优化，如AD9246、AD9640 和 AD6655。
在图1所示电路中，两个37.4 Ω电阻均要求精度为1%（1/10瓦）。其它电阻的精度可以为10%（1/10瓦）。电容应为10%陶瓷芯片。在图2所示电路中，两个165 Ω电阻均要求精度为1%（1/10瓦）。其它电阻、电容和电感的精度可以为10%。
为了使本文所讨论的电路达到理想的性能，必须采用出色的布线、接地和去耦技术。至少应采用四层PCB：一层为接地层，一层为电源层，另两层为信号层。
所有IC电源引脚都必须采用0.01 μF至0.1 μF低电感多层陶瓷电容(MLCC)，对接地层去耦(为简明起见，图中未显示)。还应遵守“了解更多信息”部分中IC数据手册的相关建议。
有关布线方式和关键元件位置建议，应查询产品*估板。可以在器件的产品主页上找到*估板（请查看“了解更多信息”部分）。
为了防止损坏AD8376的内部ESD保护二极管，数字输入“A”和“B”以及ENBA、ENBB不应高于AD8376正电源电压0.6 V以上，或高于地电压0.6 V以下。如果驱动AD8376的逻辑电源从AD8376的供电电源获得，则不会发生上述情况。AD8376采用双极性工艺制造，不易闩锁。
即使AD8376和AD9445（或其它ADC）采用不同电源供电，因为ADC的输入信号为交流耦合信号，所以时序控制也不是问题。
关于AVDD和DVDD电源的正确时序（如果使用独立的电源），应参考相应的ADC数据手册。
表1：针对不同IF采样频率的接口滤波器建议值
