仪表放大器可以调理传感器生成的电信号来实现这些信号的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小，因此，放大器可能需要配置为高增益。另外，信号可能会叠加大共模电压，也可能叠加较大直流失调电压。精密仪表放大器可以提供高增益，选择性地放大两个输入电压之间的差异，同时抑制两个输入中共有的信号。
惠斯登电桥是这种情况的经典例子，但像生物传感器一类的原电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号，因此，仪表放大器是高精度测量的首选。理想情况下，无负载电桥输出为零，但仅当所有四个电阻均完全相同时，这种情况方为真。假如有一个以分立式电阻构建的电桥，如图1所示。最差情况差分失调VOS为
其中，VEX为电桥激励电压， TOL为电阻容差(单位为百分比)。
图1：惠斯登电桥失调
例如，在各元件的容差均为0.1%且激励电压为5V时，差分 失调可以高达±5mV。如果需要400的增益来实现所需电桥灵敏度，则放大器输出端的失调变成±2V。假设放大器由同一电源驱动，并且其输出可以轨到轨摆动，则仅电桥失调就可能消耗掉80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋势下，这个问题只会变得更加糟糕。
传统的三运放仪表放大器架构(如图2所示)有一个差分增益级，其后为一个减法器，用于移除共模电压。增益施加于第一级，因此，失调放大的倍数与目标信号相同。因此，将其移除的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不足在于，如果放大器的第一级已经饱和，则调节REF上的电压并不能更正失调。克服这点不足的几种方法包括：
●根据具体情况，以外部电阻对电桥分流，但对于自动化 生产来说，这是不现实的，而且在出厂后是无法调整的
●减少第一级增益，通过微调REF上的电压来移除失调，并再添一个放大器电路以实现所需增益
●减少第一级增益，以高分辨率ADC完成数字化输出，并在软件中移除失调
后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差，从而进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本，来达到高CMRR和低噪声的目标。另外，交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。
图2：惠斯登电桥失调
间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237和AD8420可在放大之前移除失调。图3显示ICF拓扑结构原理图。
图3：间接电流反馈仪表放大器拓扑结构
该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同，其计算公式为
由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电压时，放大器的反馈要求可得到满足，因此，我们可将该公式重写为
这意味着，引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压，即使在存在大输入失调的情况下，也可将输出调整为零伏特。如图4所示，该调整可以通过以下方法实现：从一个简单的电压源(如低成本DAC)或者来自嵌入式微控制器的滤波PWM信号，通过电阻RA将一个小电流注入反馈节点。
图4：带失调移除功能的高增益电桥电路
设计步骤
等式(3)，R1与R2之比将增益设为：
设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载；较小值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果R1和R2的并联 组合大于约30kΩ，则电阻开始引起噪声。表1显示了一些建议值。
表1：各种增益的推荐电阻(1%电阻)
为了简化RA值的查找过程，假设采用双电源运行模式，有一个接地REF端子和一个已知的双极性调整电压VA。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算：
注意，从VA至输出的增益为反相。VA的增加会使输出电压降低，比值为R2和RA之比。此比值下，可以针对给定的输入失调，使调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入，因此，即使在低分辨率源的情况下，也可实施微调。由于RA一般都比R1大得多，因此，我们可以得到等式(5)的近似值：
为了找到一个RA值以允许最大失调调整范围VIN(MAX)， 在给定调整电压范围VA(MAX)的情况下，使VOUT=0，求RA，结果得到
其中， VIN(MAX)为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示， 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此，其影 响一般也很小，增益可以重新计算为：
一般地，对于单电源电桥调理应用，参考端的电压应大于信号地。如果电桥输出可以在正负间摆动，情况尤其如此。如果基准电压源由一个低阻抗源(如分阻器和缓冲器)驱动至电压VREF，如图5所示，则等式(5)变为：
如果相对于原始等式中的VREF取VOUT和VA，则可得到相同的结果。VA(MAX)~VREF也应替换等式(7)中的VA(MAX)。
设计示例
假设有一个单电源电桥放大器，如图4所示，其中，用3.3V电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15mV，失调可能处于±25-mV的范围。为了取得所需灵敏度，放大器增益需为100，ADC 的输入范围为0V至3.3V。由于电桥的输出可以为正，也可以为负，因此，其输出指向中间电源或1.65V。只需通过施加100的增益，失调本身即会强制使放大器输 出处于–0.85V至+4.15V的范围内，这超过了电源轨。
这个问题可通过图5所示的电路来解决。电桥放大器A1是一个像AD8237一样的ICF仪表放大器。放大器A2，带R4和R5，将A1的零电平输出设为中间电源。AD5601 8位DAC对输出进行调整，通过RA使电桥失调为0。然后，放大器的输出由AD7091微功耗12位ADC数字化。
图5：针对单电源工作模式而修改的失调移除电路
从表1可以发现，增益为101时，R1和R2需为1kΩ和100kΩ。 电路包括一个可以在0V至3.3V范围内摆动，或者在1.65V基准电压左右摆动±1.65V。为了计算RA的值，我们使用等式(6)。其中，VA(MAX)=1.65V且VIN(MAX)=0.025V， RA=65.347kΩ。当电阻容差为1%时，最接近的值为64.9kΩ。然而，这没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量，因此，我们选择一个常见的49.9-kΩ低成本电阻。这样做的代价是调整分辨率降低了，结果导致略大的调整后失调。
从等式(7)，我们可以算出额定增益值为103。如果设计师希望得到接近目标值100的增益值，最简单的办法是使R2的值降低3%左右，至97.6kΩ，结果对RA的值的影响非常小。在新的条件下，额定增益为100.6。
由于DAC可以摆动±1.65 V，因此，总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定，其计算方法如下：
在±25-mV最大电桥失调范围内，±32.1-mV的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于8位DAC，调整步长为
对于250-μV调整分辨率，输出端的最大残余失调为12.5mV。
R3和C1的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2来确定。对于采样率为1 MSPS 的AD7091，这些值为51Ω和4.7nF。在以较低速率采样时，可以使用较大的电阻或电容组合，以进一步减少噪声和混叠效应。
该电路的另一个优势在于，可以在生产或安装时完成电桥失调调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响， 则可重新调整电路。
我们可以看到受其真轨到轨输入影响，AD8237属于最适合采用超低电源电压的电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用，AD8420不失为一款良好的替代器件。该ICF仪表放大器采用2.7V至36V电源供电，功耗低60%。表2是对两款仪表放大器进行了比较。都使用了最小和最大规格。
表2：AD8237和AD8420比较