1 电路结构
1.1 基准核心
目前的基准核心可以有多种实现方案：混合电阻，Buck voltage transfer cell，但是修调复杂，不宜工业化。本设计采用Brokaw基准核心，其较易实现高压基准输出，并且其温漂、PSR及启动特性均较好。本文采用的改进的Brokaw基准核心的结构如图1所示。
对此核心的分析：
三极管的输出电流公式：
其中I是三极管射极电流，Is与射极面积成正比，n为一常数，取1。这里，取VQC2：VQC1=8：1，因此Is2=8xIs1，又I1=I2，分别代入（1）并相除，整理得：
其中Vbe1是负温度系数，Vt是正温度系数，RC2与RC1是同类电阻，温度系数相抵消，选择合理的RC2／RC1，就可以得到一阶补偿为0的基准电压，可以很好的满足本芯片的要求。
在电流镜的选取上，采用威尔逊电流镜，精度高，不需外加偏置电路，因此电源抑制比较高。输出管采用mos管，对VQC5、VQC1支路电路影响小。通过增加MC1，使VQC2和VQC1的集电极电位相近，减小误差。
产生的Vref为4.75 V，在放大电压的同时，PSR、温漂均放大了4倍，即PSR升高了12 dB（在随后的仿真波形中可以看到）。
1.2 LDO
LDO在低频时的PSR主要取决于运放的增益，为此选择折叠共源共栅电路。此LDO电路基于文献中的电路修改，如图2所示，并采用PSR高的偏置生成电路。
1. 3 启动电路
Brokaw核心本身存在0状态，VQC5基极为高电平，VQC2、VQC1基极为低电平，因此引入如图3的启动电路。
图3中右下角即为启动电路。对于常规Brokaw基准，当VQC2基极电压低于启动电压时，VQCS2将VQC5基极电压拉低VQC2基极电压拉高，使电路启动，所以VQCS2仅需很小的基极电流就可以使电路启动。
但是，由于本设计采用LDO供电，而LDO的参考电压是bg，存在死循环，即bg低，则LDO低，所以基准核心的VQC5无法给VQCS2提供电流，也就无法提高VQC2的电压即bg，因此需要外界提供大电流bias-start，使得当LDO无法启动基准核心时，此电流可以足够大，在RC4上产生的压降使bg达到足够大，继而LDO达到使基准核心启动所需的最低电压，从而使电路进入自动修正状态，最终使bg和ref达到指定电压。
这样虽然能启动，但是，正常工作时，此大启动电流bias-start将通过VQCS1和VQCS3流向地，增加了系统的负担。因此，在电流输出管MB3下加入控制管MBC，并使得在正常工作时，LDO的高电压足以使MBC关断，从而降低启动电路的损耗。
2 仿真与分析
本次设计的仿真基于ASMC的1 μm的高压BCD工艺。
2.1 启动仿真
图4是工艺角为tt，t=27℃时的启动仿真，此基准需要3 μs就可建立正常状态，这是由于基准核心中的Cc1选取为比较小的2 pF的结果，这样做的另一个结果就是中频PSR有所降低，实际电路可根据需要选取Cc1的大小，如果需要中频PSR较大，但对启动时间要求较低时，可以选取大Cc1（如Cc1选取10pF，则最高PSR将降为-28dB，但启动时间升至10μs）。LDO、ref、bg的启动过程比较平稳，没有过冲现象。
MBC控制作用的简述：在1μs时流过100μA的启动电流，当LDO、ref、bg建立最低工作电压后，启动电路开始关断过程，电流急剧减小，并最终在2μs时接近0A。整个电路正常运行时消耗的电流是266μA。
2.2 温漂仿真
图5为不同工艺角下的温漂仿真。仿真结果表明，此电路可以达到ref-45 ppm、bg-7.5 ppm的低温漂。实际电路存在器件的不匹配和误差等，虽然达不到理论上的温漂，但通过仔细布版、修调带隙核心电路中Rc1、Rc2，可以达到较低的温漂。
2.3 PSR的仿真
图6为工艺角tt，vcc=8.5V，t=27℃时的PSR的仿真，此基准对电源干扰的抑制能力较强，4.75V输出电压在工作频率60 k左右时的PSR达到了-75.1 dB，能有效抑制由半桥产生的震荡；而且对来自数字部分的高频震荡也有较强的抑制能力。
表1为输出电压bg在不同工艺角下的PSR的仿真结果，本电路在不同工艺角下都能在高电源干扰的芯片中正常工作。
3 结论
本文通过结合LDO与Brokaw基准核心，设计出了高PSR的带隙基准，此带隙基准输出的1.186 V电压的低频PSR为-145 dB，最高PSR为-36 dB，温漂可以达到7.5 ppm，适用于电子镇流器芯片。本设计还优化了启动部分，使新的带隙基准可以在短时间内顺利启动。此电路根据需要还可以修改基准核心中的Rc3、Rc4，采用多段电阻分压方式，以输出多种参考电压，方便灵活定制芯片。